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| 图19：FB#2分析：发射极跟随器。 |
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| 图20：FB#2 1/β公式推导：发射极跟随器。 |
FB#2β的公式推导如图20左侧所示。由于1/β是β的倒数，所以FB#1 1/β的计算结果可以轻而易举的被推导出来，具体推导过程请参阅图20右侧。从图中我们还发现，在β推导过程中的pole,fpa变成了1/β推导过程中的zero,fza。
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| 图21：FB#2AC电路分析：发射极跟随器。 |
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| 图22：FB#2 1/β曲线：发射极跟随器。 |
为了检验FB#2的一阶分析情况，我们可采用如图21所示的Tina SPICE电路。再者，为了便于分析，我们将CL设置为10GF，因此对各种相关的频率而言，CL都等同于短路状态。但是，在开展AC分析前，仍允许SPICE查找到相应的DC工作点。
Tina SPICE仿真的结果如图22所示。FB#2 1/β曲线正如当fza=19.41Hz以及高频1/β=10.235dB时，采用一阶分析推算出来的结果一样。另外，我们也绘制出OPA177 Aol曲线，以弄清楚在高频率时，FB#2将如何与其相交。
如果推算的FB#1和FB#2的叠加结果会产生所需的最终1/β曲线，那么我们将通过如图23所示的Tina SPICE电路，开展分析工作。我们还可通过Tina SPICE电路，绘制出Aol曲线、最终的1/β曲线以及环路增益曲线。
| 图23：最终环路增益分析电路：发射极跟随器。 |
从图24中，我们可以看出，分析结果验证了我们所推算的最终1/β曲线。在环路增益为零的fcl处，推算的接近速率为20dB/decade。
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| 图24：最终1/β曲线：发射极跟随器。 |
最终电路的环路增益相位曲线(采用FB#1和FB#2)如图25所示。相移从未下降至58.77度以下(如为当频率为199.57kHz时的情况)，而且，在fcl处(频率为199.57kHz)，相位裕度为76.59度。
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| 图25：最终环路增益分析：发射极跟随器。 |
我们将采用图26中的Tina SPICE电路，对我们的稳定电路进行最后的检验-瞬态稳定性测试。
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| 图26：最终瞬态稳定性测试电路：发射极跟随器。 |
图27中最终电路瞬态稳定性的测试结果符合我们其他所有的推算结果，从而研制出一款性能优良、运行稳定的电路。而且，我们可以信心十足的将这种电路投入量产，因为它不会发生故障或在实际运行中出现异常。
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| 图27：最终瞬态稳定性测试：发射极跟随器。 |
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通过图28中的Tina SPICE电路，可验证我们对Vout/Vin的推算是否正确。
从图29中，我们可以看出，Vout/Vin的测试结果与我们推算的一阶分析结果一致，具体表现为：当频率为625.53Hz时，单极点开始下降。而且，当频率约为200kHz(此时，FB#2与OPA177 Aol曲线相交)时，出现第二个极点。
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| 图29：最终Vout/Vin传输函数：发射极跟随器。 |
图30总结了一种易于使用的渐进式程序。这种程序轻松地将具有双通道反馈的RISO电容性负载稳定性技术应用于双极发射极跟随器输出运算放大器上。
1. 测量运算放大器的Aol。
2. 测量运算放大器的Zo，并在图上绘制出其曲线。
3. 确定RO。
4. 创建Zo的外部模型。
5. 计算FB#1低频1/b：对单位增益电压缓冲器而言，该值为1。
6. 将FB#2高频1/b设置为比FB#1低频1/b高+10dB(为获得最佳的Vout/Vin瞬态响应并实现环路增益带宽相移量最少)。
7. 从FB#2高频1/b中选择Riso以及RO。
8. 从CL、Riso、RO中，计算FB#1 1/bfzx。
9. 设置FB#2 1/b fza=1/10fzx。
10. 选择具有实际值的RF和CF，以产生fza。
11. 采用Aol、1/b、环路增益、Vout/Vin以及瞬态分析的最终值，运行仿真以验证设计的可行性。
12. 核实环路增益相移的下降不得超过135度(>45度相位裕度)。
13. 针对低噪声应用而言：检查Vout/Vin扁平响应，以避免增益骤增→Vout/Vin中的噪声陡升。
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| 图30：具有双通道反馈的RISO补偿程序：发射极跟随器。 |
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| 图31：双通道反馈和BIG NOT。 |